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嘉峪檢測網 2021-12-07 15:46
在現當今一切的電子產品當中，都離不開電源。但是，由于開關電源效率高、體積小的壓倒性優勢，在這一切的產品的電源有近百分之90以上都是采用開關電源停止電壓適配，當然另外也有一些LDO。這樣的話效率、體積或者是功用是到達了開發者的請求，但是在過認證（EN55022、FCC part 15、GB9254）的時候就會發現EMC會帶來很多的困擾，例如，空間輻射測試不過，傳導輻射測試不過、雷擊浪涌、脈沖群……常常會由于這些問題的存在招致認證過程的延誤，致產品延緩上市卻不能搶占市場。鑒于此，特搜集整理了一些關于開關電源EMI整改問題對策，供各位參考學習。如有任何問題或者疑問，大家都能夠來信一同討論。
開關電源電磁干擾的產生機理及其傳播途徑
功率開關器件的高額開關動作是導致開關電源產生電磁干擾(EMI)的主要原因。開關頻率的提高一方面減小了電源的體積和重量，另一方面也導
致了更為嚴重的EMI問題。開關電源工作時，其內部的電壓和電流波形都是在非常短的時間內上升和下降的，因此，開關電源本身是一個噪聲發生源。開關電源產生的干擾，按噪聲干擾源種類來分，可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種;若按耦合通路來分，可分為傳導干擾和輻射干擾兩種。使電源產生的干擾不至于對電子系統和電網造成危害的根本辦法是削弱噪聲發生源，或者切斷電源噪聲和電子系統、電網之間的耦合途徑。現在按噪聲干擾源來分別說明:
1、二極管的反向恢復時間引起的干擾
交流輸入電壓經功率二極管整流橋變為正弦脈動電壓，經電容平滑后變為直流，但電容電流的波形不是正弦波而是脈沖波。由電流波形可知，電流中含有高次諧波。大量電流諧波分量流入電網，造成對電網的諧波污染。另外，由于電流是脈沖波，使電源輸入功率因數降低。高頻整流回路中的整流二極管正向導通時有較大的正向電流流過，在其受反偏電壓而轉向截止時，由于PN結中有較多的載流子積累，因而在載流子消失之前的一段時間里，電流會反向流動，致使載流子消失的反向恢復電流急劇減少而發生很大的電流變化(di/dt)。
2、開關管工作時產生的諧波干擾
功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流。例如正激型、推挽型和橋式變換器的輸入電流波形在阻性負載時近似為矩形波，其中含有豐富的高次諧波分量。當采用零電流、零電壓開關時，這種諧波干擾將會很小。另外，功率開關管在截止期間，高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產生尖峰干擾。
3、交流輸人回路產生的干擾
無工頻變壓器的開關電源輸入端整流管在反向恢復期間會引起高頻衰減振蕩產生干擾。開關電源產生的尖峰干擾和諧波干擾能量，通過開關電源的輸入輸出線傳播出去而形成的干擾稱之為傳導干擾;而諧波和寄生振蕩的能量，通過輸入輸出線傳播時，都會在空間產生電場和磁場。這種通過電磁輻射產生的干擾稱為輻射干擾。
4、其他原因
元器件的寄生參數，開關電源的原理圖設計不夠完美，印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布置，具有很大的隨意性，PCB的近場干擾大，并且印刷板上器件的安裝、放置，以及方位的不合理都會造成EMI干擾。這增加了PCB分布參數的提取和近場干擾估計的難度。
Flyback架構noise在頻譜上的反應：
0.15MHz處產生的振蕩是開關頻率的3次諧波引起的干擾；0.2MHz處產生的振蕩是開關頻率的4次諧波和Mosfet振蕩2（190.5KHz）基波的迭加，引起的干擾；所以這部分較強；0.25MHz處產生的振蕩是開關頻率的5次諧波引起的干擾；0.35MHz處產生的振蕩是開關頻率的7次諧波引起的干擾；0.39MHz處產生的振蕩是開關頻率的8次諧波和Mosfet振蕩2（190.5KHz）基波的迭加引起的干擾；1.31MHz處產生的振蕩是Diode振蕩1（1.31MHz）的基波引起的干擾；3.3MHz處產生的振蕩是Mosfet振蕩1（3.3MHz）的基波引起的干擾；開關管、整流二極管的振蕩會產生較強的干擾
設計開關電源時防止EMI的措施：
1.把噪音電路節點的PCB銅箔面積最大限度地減小，如開關管的漏極、集電極、初次級繞組的節點等；
2.使輸入和輸出端遠離噪音元件，如變壓器線包、變壓器磁芯、開關管的散熱片等等；
3.使噪音元件（如未遮蔽的變壓器線包、未遮蔽的變壓器磁芯和開關管等等）遠離外殼邊緣，因為在正常操作下外殼邊緣很可能靠近外面的接地線；
4.如果變壓器沒有使用電場屏蔽，要保持屏蔽體和散熱片遠離變壓器；
5.盡量減小以下電流環的面積：次級（輸出）整流器、初級開關功率器件、柵極（基極）驅動線路、輔助整流器
6.不要將門極（基極）的驅動返饋環路和初級開關電路或輔助整流電路混在一起；
7.調整優化阻尼電阻值，使它在開關的死區時間里不產生振鈴響聲；
8.防止EMI濾波電感飽和；
9.使拐彎節點和次級電路的元件遠離初級電路的屏蔽體或者開關管的散熱片；
10.保持初級電路的擺動的節點和元件本體遠離屏蔽或者散熱片；
11.使高頻輸入的EMI濾波器靠近輸入電纜或者連接器端；
12.保持高頻輸出的EMI濾波器靠近輸出電線端子；
13.使EMI濾波器對面的PCB板的銅箔和元件本體之間保持一定距離；
14.在輔助線圈的整流器的線路上放一些電阻；
15.在磁棒線圈上并聯阻尼電阻；
16.在輸出RF濾波器兩端并聯阻尼電阻；
17.在PCB設計時允許放1nF/500V陶瓷電容器或者還可以是一串電阻，跨接在變壓器的初級的靜端和輔助繞組之間；
18.保持EMI濾波器遠離功率變壓器，尤其是避免定位在繞包的端部；
19.在PCB面積足夠的情況下,可在PCB上留下放屏蔽繞組用的腳位和放RC阻尼器的位置，RC阻尼器可跨接在屏蔽繞組兩端；
20.空間允許的話在開關功率場效應管的漏極和門極之間放一個小徑向引線電容器（米勒電容，10皮法/1千伏電容）；
21.空間允許的話放一個小的RC阻尼器在直流輸出端；
22.不要把AC插座與初級開關管的散熱片靠在一起。
開關電源EMI的特點：
作為工作于開關狀態的能量轉換裝置，開關電源的電壓、電流變化率很高，產生的干擾強度較大；干擾源主要集中在功率開關期間以及與之相連的散熱器和高平變壓器，相對于數字電路干擾源的位置較為清楚；開關頻率不高（從幾十千赫和數兆赫茲），主要的干擾形式是傳導干擾和近場干擾；而印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布線，具有更大的隨意性，這增加了PCB分布參數的提取和近場干擾估計的難度。
1MHZ以內----以差模干擾為主，增大X電容就可解決；
1MHZ---5MHZ---差模共模混合，采用輸入端并一系列X電容來濾除差摸干擾并分析出是哪種干擾超標并解決；
5M以上---以共摸干擾為主，采用抑制共摸的方法。對于外殼接地的，在地線上用一個磁環繞2圈會對10MHZ以上干擾有較大的衰減(diudiu2006)；
對于25--30MHZ不過可以采用加大對地Y電容、在變壓器外面包銅皮、改變PCBLAYOUT、輸出線前面接一個雙線并繞的小磁環，最少繞10圈、在輸出整流管兩端并RC濾波器；
30---50MHZ---普遍是MOS管高速開通關斷引起，可以用增大MOS驅動電阻，RCD緩沖電路采用1N4007慢管，VCC供電電壓用1N4007慢管來解決；
100---200MHZ---普遍是輸出整流管反向恢復電流引起，可以在整流管上串磁珠；100MHz-200MHz之間大部分出于PFCMOSFET及PFC二極管，現在MOSFET及PFC二極管串磁珠有效果，水平方向基本可以解決問題，但垂直方向就很無奈了。開關電源的輻射一般只會影響到100M以下的頻段，也可以在MOS、二極管上加相應吸收回路，但效率會有所降低。
1MHZ以內----以差模干擾為主
1.增大X電容量；2.添加差模電感；3.小功率電源可采用PI型濾波器處理(建議靠近變壓器的電解電容可選用較大些)。
1MHZ---5MHZ---差模共模混合
采用輸入端并聯一系列X電容來濾除差摸干擾并分析出是哪種干擾超標并以解決。1.對于差模干擾超標可調整X電容量，添加差模電感器，調差模電感量；2.對于共模干擾超標可添加共模電感，選用合理的電感量來抑制；3.也可改變整流二極管特性來處理一對快速二極管如FR107一對普通整流二極管1N4007。
5M以上---以共摸干擾為主，采用抑制共摸的方法
對于外殼接地的，在地線上用一個磁環串繞2-3圈會對10MHZ以上干擾有較大的衰減作用；也可選擇緊貼變壓器的鐵芯粘銅箔，銅箔閉環。處理后端輸出整流管的吸收電路和初級大電路并聯電容的大小。
對于20--30MHZ
1.對于一類產品可以采用調整對地Y2電容量或改變Y2電容位置；2.調整一二次側間的Y1電容位置及參數值；3.在變壓器外面包銅箔、變壓器最里層加屏蔽層，調整變壓器的各繞組的排布；4.改變PCBLAYOUT；5.輸出線前面接一個雙線并繞的小共模電感；6.在輸出整流管兩端并聯RC濾波器且調整合理的參數；7.在變壓器與MOSFET之間加BEADCORE；8.在變壓器的輸入電壓腳加一個小電容；9.可以用增大MOS驅動電阻。
30---50MHZ普遍是MOS管高速開通關斷引起
1.可以用增大MOS驅動電阻；
2.RCD緩沖電路采用1N4007慢管；
3.VCC供電電壓用1N4007慢管來解決；
4.或者輸出線前端串接一個雙線并繞的小共模電感；
5.在MOSFET的D-S腳并聯一個小吸收電路；
6.在變壓器與MOSFET之間加BEADCORE；
7.在變壓器的輸入電壓腳加一個小電容；
8.PCB心LAYOUT時大電解電容，變壓器，MOS構成的電路環盡可能的小；
9.變壓器，輸出二極管，輸出平波電解電容構成的電路環盡可能的小。
50---100MHZ普遍是輸出整流管反向恢復電流引起
1.可以在整流管上串磁珠；
2.調整輸出整流管的吸收電路參數；
3.可改變一二次側跨接Y電容支路的阻抗，如PIN腳處加BEADCORE或串接適當的電阻；
4.也可改變MOSFET，輸出整流二極管的本體向空間的輻射（如鐵夾卡MOSFET，鐵夾卡DIODE，改變散熱器的接地點）；
5.增加屏蔽銅箔抑制向空間輻射。
200MHZ以上開關電源已基本輻射量很小，一般可過EMI標準。
傳導方面EMI對策：
傳導冷機時在0.15-1MHZ超標，熱機時就有7DB余量。主要原因是初級BULK電容DF值過大造成的，冷機時ESR比較大，熱機時ESR比較小，開關電流在ESR上形成開關電壓，它會壓在一個電流LN線間流動，這就是差模干擾。解決辦法是用ESR低的電解電容或者在兩個電解電容之間加一個差模電感.........
EMC硬件設計規范與濾波器使用注意事項
硬件EMC規范講解：
電磁干擾的三要素是干擾源、干擾傳輸途徑、干擾接收器。EMC就圍繞這些問題進行研究。最基本的干擾抑制技術是屏蔽、濾波、接地。它們主要用來切斷干擾的傳輸途徑。廣義的電磁兼容控制技術包括抑制干擾源的發射和提高干擾接收器的敏感度，但已延伸到其他學科領域。
本規范重點在單板的EMC設計上，附帶一些必須的EMC知識及法則。在印制電路板設計階段對電磁兼容考慮將減少電路在樣機中發生電磁干擾。問題的種類包括公共阻抗耦合、串擾、高頻載流導線產生的輻射和通過由互連布線和印制線形成的回路拾取噪聲等。
在高速邏輯電路里，這類問題特別脆弱，原因很多：
1、電源與地線的阻抗隨頻率增加而增加，公共阻抗耦合的發生比較頻繁；
2、信號頻率較高，通過寄生電容耦合到步線較有效，串擾發生更容易；
3、信號回路尺寸與時鐘頻率及其諧波的波長相比擬，輻射更加顯著。
4、引起信號線路反射的阻抗不匹配問題。
一、高頻開關電源的電路結構
高頻開關電源的主拓撲電路原理，如圖1所示。
二、高頻開關電源電磁騷擾源的分析
在圖1a電路中的整流器、功率管Q1，在圖1b電路中的功率管Q2～Q5、高頻變壓器T1、輸出整流二極管D1～D2都是高頻開關電源工作時產生電磁騷擾的主要騷擾源，具體分析如下。
（1）整流器整流過程產生的高次諧波會沿著電源線產生傳導騷擾和輻射騷擾。
（2）開關功率管工作在高頻導通和截止的狀態，為了降低開關損耗，提高電源功率密度和整體效率，開關管的打開和關斷的速度越來越快，一般在幾微秒，開關管以這樣的速度打開和關斷，形成了浪涌電壓和浪涌電流，會產生高頻高壓的尖峰諧波，對空間和交流輸入線形成電磁騷擾。
（3）高頻變壓器T1進行功率變換的同時，產生了交變的電磁場，向空間輻射電磁波，形成了輻射騷擾。變壓器的分布電感和電容產生振蕩，并通過變壓器初次級之間的分布電容耦合到交流輸入回路，形成傳導騷擾。
（4）在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流二極管工作在高頻開關狀態，也是一種電磁騷擾源。
由于二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓和電流變化率下，二極管反向恢復的時間越長，則尖峰電流的影響也越大，騷擾信號就越強，由此產生高頻衰減振蕩，這是一種差模傳導騷擾。
所有產生的這些電磁信號，通過電源線、信號線、接地線等金屬導線傳輸到外部電源形成傳導騷擾。通過導線和器件輻射或通過充當天線的互連線輻射的騷擾信號造成輻射騷擾。
三、針對高頻開關電源電磁騷擾的電磁兼容設計
（1）開關電源入口加電源濾波器，抑制開關電源所產生的高次諧波。
（2）輸入輸出電源線上加鐵氧體磁環，一方面抑制電源線內的高頻共模，另一方面減小通過電源線輻射的騷擾能量。
（3）電源線盡可能靠近地線，以減小差模輻射的環路面積；把輸入交流電源線和輸出直流電源線分開走線，減小輸入輸出間的電磁耦合；信號線遠離電源線，靠近地線走線，并且走線不要過長，以減小回路的環面積；PCB板上的線條寬度不能突變，拐角采用圓弧過渡，盡量不采用直角或尖角。
（4）對芯片和MOS開關管安裝去耦電容，其位置盡可能地靠近并聯在器件的電源和接地管腳。
（5）由于接地導線存在Ldi/dt，PCB板和機殼間接地采用銅柱連接，對不適合用銅柱連接的采用較粗的導線，并就近接地。
（6）在開關管以及輸出整流二極管兩端加RC吸收電路，吸收浪涌電壓。
四、高頻開關電源電磁騷擾測試曲線
在3m法電波暗室對試驗樣機進行測試，其L、N線的傳導騷擾檢測曲線如圖2、3所示，輻射騷擾的垂直極化掃描曲線如圖4、5所示。
根據鐵路客運專線標準規定，傳導騷擾限值和輻射騷擾限值如表1、2所示。
本開關電源 通過了傳導騷擾的測試，測試波形如圖2、3所示。輻射騷擾高頻段230～1000MHz也測試合格，如圖5所示。只是在30～200MHz頻段范圍內的垂直極化指標超標， 超標20dB，如圖4所示。
由測試結果可以看出，通過電磁兼容設計在傳導騷擾抑制方面取得了良好效果，在高頻段輻射騷擾的設計也達到了預期效果，下面還需對在30～200MHz頻段范圍內的輻射騷擾進行改進設計。
由圖4可以看出，本開關電源存在輻射騷擾超標的現象，為了抑制電磁騷擾而使用鐵氧體元件，價格便宜，效果明顯。
鐵氧體元件等效電路是電感L和電阻R組成的串聯電路，L和R都是頻率的函數。低頻時，R很小，L起主要作用，電磁騷擾被反射而受到抑制；高頻時，R增大，電磁騷擾被吸收并轉換成熱能，使高頻騷擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的 抑制頻率范圍。總之，選擇和安裝鐵氧體元件可參照如下幾條：
（1）鐵氧體的體積越大，抑制效果越好；
（2）在體積一定時，長而細的形狀比短而粗的抑制效果好；
（3）內徑越小抑制效果也越好；
（4）橫截面越大，越不易飽和；
（5）磁導率越高，抑制的頻率就越低；
（6）鐵氧體抑制元件應當安裝在靠近騷擾源的地方；
（7）在輸入、輸出導線上安裝時，應盡量靠近屏蔽殼的進、出口處。
根據上面對高頻開關電源騷擾源和鐵氧體元件的分析，決定在靠近騷擾源的地方套磁珠與磁環。
圖1a中電容C1的接地端套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1.3×3.5），圖1b中整流二極管D1和D2使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1.3×3.5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環（φ13.5×φ7.5×7）繞兩圈且靠近出口處。經過處理后重新測試，其掃描曲線如圖6所示。
由此可見，大部分頻段的輻射騷擾已被抑制到標準要求以下，但在頻率81、138、165kHz附近處仍然超標。
根據對開關電源電磁騷擾源的分析可知，在圖1b電路中高頻變壓器T1也是一個騷擾源。為了阻止高頻變壓器產生的騷擾信號以輻射方式發射，把變壓器的外殼用屏蔽材料銅箔環繞一圈構成一回路加以屏蔽，以切斷變壓器通過空間耦合形成的輻射騷擾傳播途徑。
并且為了減少因變壓器側開通時電流瞬間突變產生的di／dt騷擾，在變壓器T1的 側串進1個電感，以減小器件的開通損耗，降低輻射騷擾信號。經過整改后，輻射騷擾大大下降，再次對本電源輻射騷擾進行測試，完全達到了標準要求，其測試結果如圖7所示。
五、結語
隨著時代的發展，越來越多的電子、電氣設備或系統產品都需要進行檢驗檢測，其中EMC測試是必備的檢驗檢測指標之一。但EMC測試項目費用較貴，EMC實驗室造價昂貴，絕大部分測量設備又需要采用進口設備，導致很少檢驗檢測機構有能力建造EMC實驗室。產品的EMC性能是設計階段賦予的，一般電子產品設計時如果不考慮EMC因素，就會很容易導致EMC測試失敗，以致不能通過相關EMC法規的測試或認證。例如，產品設計研發工程師們根據需求，設計出效果良好的濾波電路，置入產品I/O(輸入/輸出）接口的前級，可使因傳導而進入系統的干擾噪聲消除在電路系統的入口處；設計出隔離電路（如變壓器隔離和光電隔離等）解決通過電源線、信號線和地線進入電路的傳導干擾，同時阻止因公共阻抗、長線傳輸而引起的干擾；設計出能量吸收回路，從而減少電路、器件吸收的噪聲能量；通過選擇元器件和合理安排的電路系統，使干擾的影響減少。
來源：電磁兼容之家
